在DCM模式下变压器本质上是一个“能量存储-释放”的中间体初级存储的能量必须在每个周期完全释放给次级。1. 变压器初级电感量Lp与最大占空比Dmax​逻辑关系在输入电压Vin、开关频率fsw和输出功率Po确定的前提下Lp与 Dmax呈反比关系但更本质的逻辑是Lp决定了系统进入DCM的临界点和峰值电流Ipk​。原因能量传输方程逻辑推演当输入电压最低Vin(min)且满载时为了传输足够的能量如果 Lp选得较大需要的 D占空比可以较小但会导致 Ipk​ 较小系统容易进入CCM连续导通模式如果 Lp选得较小为了传递同样的能量必须增大 D 和 Ipk​。设计约束为了防止磁芯饱和Ipk受限于磁芯规格为了防止次级二极管应力过高D通常限制在最大0.45左右考虑到变压器磁复位和MOSFET耐压。因此Lp的选择是决定电源“性格”更偏向大电流小电感还是小电流大电感的首要参数。2. 反射电压Vor与匝比nNp/Ns逻辑关系匝比 nn 决定了反射电压 Vorn⋅(VoVf)。反射电压与输入电压共同决定了MOSFET的电压应力VdsVin(max)Vor漏感尖峰同时也决定了DCM下的最大占空比。原因伏秒平衡在DCM模式下虽然次级电流会归零但在能量传输阶段Dsec​依然遵循伏秒平衡其中Dsec是次级二极管导通占空比。逻辑推演高压输入时如果匝比 n太大反射电压高MOSFET的 Vds应力会非常高甚至击穿管子。低压输入时如果匝比 n太小反射电压低为了在低压时传输足够功率必须增大 D但 D受限于最大占空比限制同时反射电压低意味着次级电压反射到初级的“反电动势”小会导致 Dsec变大可能超出周期剩余时间。权衡点匝比 n实际上是输入电压范围与MOSFET/二极管耐压之间的桥梁。通常选择 n使得 Vor​ 介于 Vin(min) 和 Vin(max) 之间例如 Vor≈80V−120V 对于宽电压输入以保证在全电压范围内占空比适中。3. 峰值电流Ipk与有效值电流Irms​逻辑关系在DCM模式下由于电流波形是三角形IrmsI与 Ipk存在固定比例关系且该关系直接影响导通损耗和变压器铜损。原因波形系数DCM的初级电流为三角波其有效值逻辑推演因为能量守恒, 当 Lp​ 减小时Ipk增加但 D也会随之变化。较大的 Ipk意味着MOSFET关断时的电流大导致关断损耗增大同时Irms​ 增大导致导通损耗增大。矛盾点较大的 Lp​ 可以降低 Ipk​利于降低开关损耗和磁芯损耗但会增大绕组匝数铜损增加并可能使变压器体积变大较小的 Lp 可以减小变压器体积但会导致极高的峰值电流增加MOSFET和输出电容的应力。这就是DCM设计中的核心权衡。4. 开关频率fsw​与变压器体积/损耗逻辑关系频率 fsw 与变压器磁芯的截面积Ae和匝数N呈反比关系但与磁芯损耗铁损呈正比关系。原因电磁感应与损耗模型逻辑推演体积提高 fsw可以直接减小所需的匝数 NN 或减小磁芯截面积 Ae从而显著缩小变压器体积。这也是现代电源追求高频化的核心原因。损耗在DCM模式下磁芯的磁摆幅 ΔB 通常较大从Bmax​ 到 0磁芯损耗铁损与频率的1.3~1.6次方成正比。频率提高会显著增加铁损同时频率升高会导致MOSFET的开关损耗Psw​∝fsw​增加。热约束频率的选择最终往往受限于散热能力。高频化虽然缩小了体积但如果散热处理不好温升会成为瓶颈。5. 输出电容Cout与负载动态响应逻辑关系在DCM模式下由于每个周期能量是离散传输的输出电容需要承担比CCM模式下更大的纹波电流和更差的负载瞬态响应。原因能量供给的间歇性DCM模式下次级电流是三角波且归零电流的交流分量很大。输出电容的ESR等效串联电阻和容值共同决定了输出电压纹波逻辑推演由于DCM的 Ipk​ 通常比CCM大输出电容的ESR纹波占主导。此外DCM模式下的功率级传递函数是单极点系统而CCM是双极点系统虽然更容易补偿稳定但增益随负载变化而变化。轻载时增益低重载时增益高。设计逻辑为了应对负载突变特别是从轻载切重载DCM电源往往需要更大的输出电容来维持电压跌落不超过规格或者需要设计更复杂更快速响应的环路补偿。6、逻辑图